Úvod

V částech Topologie Federmann, část IX, Topologie Federmann, část X a  Topologie Federmann, část XI jsme probrali detaily konkrétního zapojení. Nezbývá něž vše shrnout a provést nezbytnou obvodovou minimalizaci a představit konečné řešení.

Univerzálnost

Jde o univerzální řešení,které je schopno pokrýt všechny potřebné výkony. Pro malé výkony lze použít pouze jeden pár výkonových tranzistorů, pro extrémně velké výkony lze zapojit až desítky výkonových párů.

Proud rozkmitovým stupněm a zároveň budičem se úměrně navýší s počtem buzených HEXFET Power MOSFETů. Napájecí napětí se podřídí potřebě výstupního výkonu a požadované impedanci.

Vysoká účinnost

Pomocné zdroje zajistí vysokou účinnost výkonového zesilovače, umožní otevírání tranzistorů až k hranici R_DS(ON) a úbytku U_DS 1V. Pokud použijeme emitorové odpory musíme počítat s napěťovým úbytkem. Doporučuji dobrý výběr výkonových tranzistorů a zbytečně nepřekračovat úbytek 1V.

Napájení

Nepostradatelná je i baterie filtračních (dle napájecího napětí 4,7m/35V či 2,2m/63V nebo 1m/100V) a blokovacích (100n/100V) kondenzátorů u každého výkonového tranzistoru, jen tak se dá zaručit velmi vysoká stabilita a hlavně odolnost vůči neznalým konstruktérům, kteří neumí řádně připojit napájení a zemně.

Hodnoty součástek

Hodnoty součástek zůstávají plně nezveřejněny! Hodnoty jsou závislé na požadovaném výkonu a impedanci zátěže, ale také na výběru HEXFET Power MOSFETů.

Výstupní výkony

Zatím není velký problém dostat ze čtyř párů HEXFET Power MOSFETů  IRFP240PbF a IRFP9240PbF při napájení cca ±78V rozkmit výstupního napětí cca ±75V. Měřeno sondou 10:1 při 1kHz a 20kHz.

Měření muselo být provedeno krátkodobě na umělé zátěži, neboť se nepodařilo sehnat dostatečně dimenzovaný reproduktor. Výkon obdélníkového průběhu před limitací odpovídal 75V*75V/4Ω≈1400W, pro sinusový průběh byla hodnota ≈700W. Měření bylo bez nastavení omezení zkratového proudu.

Závěr

Čtyř párová konstrukce je předurčena pouze do výkonu 500W na kanál, přesto si poradila i s výkonem poněkud větším. Pro dlouhodobou stabilitu a bezpečnost je však lépe nepřekračovat mnou navržené výkony pro jednotlivé tranzistory a pro výkonnější řešení použít konstrukci s více páry HEXFET Power MOSFETy. 

Diskuse

Úvod

V části Topologie Federmann, část IX jsem se věnoval spojování HEXFET Power MOSFETů, dnes se podíváme na možná úskalí, které na nás čeká uvnitř symetrických zapojení vstupní části.

Zapojení symetrické či nesymetrické

Zapojení symetrické či nesymetrické, takovou otázku si můžeme často položit. Většinou se předpokládá řada výhod u plně symetrického zapojení na rozdíl od zapojení nesymetrického.

Sám jsem v minulosti vyzdvihoval plně symetrické zapojení, neboť mi umožnilo u HQQF-55-502D  navýšit zisk otevřené smyčky o +6dB a tím snížit Udif.  Plně symetrické zapojení HQQF-55-502D má vynikající vlastnosti což prokázalo rozsáhlé měření.

Npěťově - teplotní závislost   

Vše se zdálo být velmi dobré, až do okamžiku kdy bylo zapotřebí provozovat zapojení při napětí ±70V či dokonce ±100V. U zapojení se projevila zajímavá vlastnost, která souvisí s teplotou. Pro velké napětí se tranzistory připojené k invertujícímu vstupu zahřívají o málo více, jak tranzistory připojené k neinvertujícímu vstupu, které mají v kolektorech odpory.

Zahřáním se u obou tranzistorů zvýší kolektorový proud a druhé dvojici se proud sníží. Zesilovač jako celek se chová dostatečně stabilně a výstupní napětí je naprosto v pořádku. Velmi nepatrný nárůst kolektorového proudu sebou nese další navýšení teploty a u tranzistorů připojených k neinvertujícímu vstupu se děje pravý opak.

Po chvíli můžeme pozorovat znatelný pokles proudu rozkmitovým stupněm a tím i pokles klidového proudu koncovými tranzistory. Soustava se na první pohled jeví jako teplotně překompenzovaná, ale není tomu tak. Tento stav bych popsal, jako teplotní nestabilitu závislou na velikosti napájecího napětí.

Nesymetrické zapojení ještě žije

Snížení proudu rozkmitovým stupněm má sice příznivý vliv na výkonové poměry, ale má nepříznivý vliv na přechodové zkreslení. Po dokonalém prozkoumání všech možností plně symetrického a nesymetrického zapojení, je pro velké napájecí napětí stále dostatečně vhodné i nesymetrické zapojení.

Závěr

Obdobnou teplotní nestabilitou zřejmě trpí většina plně symetrických zapojení a je jen otázkou času a pracovních podmínek, kdy se více či méně projeví.

Diskuse

Úvod

V části Topologie Federmann, část IX jsem se věnoval spojování HEXFET Power MOSFETů, v části Topologie Federmann, část X jsem se věnoval možným úskalím ve vstupním obvodu a rozkmitovém stupni, dnes se podíváme na nastavení pracovního bodu výkonových tranzistorů.

Nastavení klidového proudu

Nastavení klidového proudu je důležitou součástí oživování a nastavení každého zesilovače. Jak jsem popsal v textu Topologie Federmann, část VIII je možné nastavovat pracovní  bod a jeho teplotní stabilitu za použití emitorového odporu pro tranzistor určující předpětí koncových tranzistorů.

Nyní si ukážeme řešení se zenerovou diodou, řešení, které je méně závislé na proudu rozkmitového stupně. Teplotní závislost použitého tranzistoru nemusím blíže vysvětlovat. Použitím emitorového odporu se teplotní závislost snižuje úměrně s velikostí tohoto odporu.

Nevýhodou tohoto řešení je závislost na protékajícím proudu. Teplotními změnami diferenciálního zesilovače se nepatrně mění jeho vlastnosti a v konečném důsledku dochází i k teplotní závislosti proudu rozkmitového stupně.

Použitím zenerovy diody na místě emitorového odporu se do značné míry tato závislost omezí. Použitím emitorové zenerovy diody se rovněž snižuje teplotní závislost a to úměrně s velikostí napětí zenerovy diody.

Sečtením všech teplotních závislostí se dostaneme k výsledné závislosti klidového proudu koncovými tranzistory. Výsledná optimální závislost klidového proudu jedním koncovým tranzistorem je patrná na grafu.

Teplotní závislost výstupního napětí

Teplotní závislost výstupního napětí je další samostatnou oblastí, která zaslouží pozornost. Na grafech je patrná dosažená teplotní závislost tohoto zapojení. Pokud nebudeme s touto závislostí spokojeni pak můžeme použít P-I regulátor, který nám zajistí lepší stabilizaci pracovního bodu v závislosti na teplotě.

Omezení zkratového proudu

Omezení zkratového proudu je dalším vhodným doplňkem výkonového zesilovače. Je zapotřebí si uvědomit, že toto omezení není ochranou zesilovače jako takovou, omezení zkratového proudu slouží, jak samotný název napovídá k omezení zkratového proudu koncovými tranzistory, tím zaručí nepřekročení dovolené hodnoty proudu výkonovými tranzistory.

Při plném napájecím napětí dojde okamžitě k překročení dovoleného ztrátového výkonu výkonových tranzistorů. K ochraně tranzistorů musí nastoupit konstrukce zdroje, který nedodá delší dobu nadměrný výkon a zajistí odpojení napájení od přetíženého koncového stupně.

V případě nepoužití omezení zkratového proudu výkonovými tranzistory, dojde k jejich proudovému přetížení a ztrátový výkon je mnohem větší jak při omezení zkratového proudu. Stále však platí, že ochrana výkonových tranzistorů musí být realizována konstrukcí zdroje a výkonovým dimenzováním výkonových tranzistorů.

Pro omezení zkratového proudu unipolárních HEXFET Power MOSFETů se ideálně hodí omezit napětí U_GS.  Při vybírání tranzistorů nastavíme maximální proud, který bude v zesilovači dodávat do typické zátěže.  Při zesilovači 500W/4Ω tj. 64V a 16A, pro 4 páry tranzistorů, pak 4A na každý pár. Měříme při malém napětí U_DS (doporučuji cca 10V) a odečteme hodnotu napětí U_GS kdy byly dosaženy 4A.

K takto získané hodnotě U_GS připočteme úbytek napětí na emitorových odporech a dostaneme nutnou velikost napětí zenerovy diody. Například naměřené U_GS=5V, R_E=0,33Ω odtud U_RE=0,33Ω*4A=1,32V pro omezení zkratového proudu použijeme zenerovu diodu o velikosti napětí U_Z=5+1,32=5,32V.

Tato problematika již byla zmíněna v textu Výkonový stupeň HQQF-55-503W-4-2. Provozováním zesilovače při větším napětí jak 10V se nepatrně zvýší i proud při kterém dojde k omezení. Zenerovy diody nám tak poslouží nejenom k omezení zkratového proudu, ale i k ochraně Gate jednotlivých HEXFET Power MOSFETů před jejich poškozením.

Diskuse

Úvod

Krok za krokem rozebírám některé odlišnosti od většiny ostatních topologii. Někteří zarytí Mr. konstruktéři, kteří vyrostli na nízkošumových tranzistorech, či tranzistorech pro nf. účely, zůstali věrni někdejší rétorice  výrobců polovodičů a nejsou schopni se od ní odpoutat.

Striktně stále škatulkují tranzistory pro spínací účely a tranzistory pro lineární aplikace. Tranzistor je však z principu prvek nelineární a pokud jej chceme použít pro lineární aplikace, pak tomu musíme uzpůsobit jeho zapojení a celou topologii, obdobné platí pro spínací účely.

Nepochopením vlastností tranzistorů vede k jeho omezenému používání. Je nutno si uvědomit, že pro lineární režim musíme použít spojitý prvek, jeho linearitu dosáhneme zpětnou vazbou. Všechny tranzistory, včetně spínacích mají nelineární, ale zároveň spojitou charakteristiku. Typickými představiteli takových levných a velmi dobře použitelných tranzistorů jsou IRFP240PbF a IRFP9240PbF.

IRFP240PbF a IRFP9240PbF

Jde o typické představitele HEXFET Power MOSFETů, které jsou sestaveny s řádově 1mil miniaturních HEXFET MOSFETů. Slovo HEXFET označuje výrobní technologii ale i tvar, která je šestiúhelníkový.

Aby bylo možno spojovat stovky tisíc až miliony malovýkonových MOSFETů v jeden výkonový čip, bylo nutno navrhnout takový MOSFET, který má kladný tepelný součinitel vnitřního odporu R_DS(ON).

Kladný teplotní součinitel zajistí, že tranzistory, kterými protéká větší proud a více se zahřívají, vlivem vyšší teploty samy sníží proud a celý čip je zatěžován rovnoměrně. Kladný teplotní součinitel R_DS(ON) se nám příznivě projeví i v lineárním režimu a mezi jednotlivými čipy tranzistorů navzájem. 

Shoda IRFP240PbF a IRFP9240PbF do 2%

Pokud vybereme tranzistory stejné vodivosti se shodou do cca 2%, pak je můžeme při dodržení minimální vzdálenosti na chladiči spojit stejně jak BUZ905X4S či BUZ906X4S.

Tranzistory můžeme spojovat bez emitorových i gateových odporů. Výběr tranzistorů postačí v jednom bodě, osobně doporučuji nastavit například U_GS=4V a vybírat na rovnost proudu I_DS, který by měl být větší jak 1A a menší jak 5A. Pokud se nám nepodaří pro  U_GS=4V párovat, pak napětí dle potřeby zvětšíme, či zmenšíme.

Značný vliv nám bude hrát teplota, proto musíme odečítat hodnotu proudu I_DS ve stejný čas od započetí měření, abychom odečítali při stejné teplotě, nebo vyčkáme na ustálení teploty.

Shoda IRFP240PbF a IRFP9240PbF do 10%

Pokud jsme neměli dostatek tranzistorů stejné vodivosti, ze kterých bychom prováděli výběr a vybrané polovodiče se vzájemně vejdou do tolerance cca ±5%, tedy vzájemná odchylka nepřekročí 10%, můžeme takové polovodiče rovněž spojovat, ale musíme použít emitorové i gateové odpory.

Emitorové proudy nám pomohou lépe rozdělit proudy mezi jednotlivé tranzistory. Doporučuji nepoužívat jeden odpor, ale několik menších, čímž se ponechá jejich ztrátový výkon a významně se omezí jejich indukčnost. Velikost odporu volíme cca 3*1Ω=0,33Ω, pro většinu případů nám postačí odpory R204 či HP06.

Odpory v Gate, jsou nutné pro zamezení vzájemného kmitání, kdy mohou tranzistory vytvořit oscilátor kmitající v rozmezí 30÷150MHz samy mezi sebou. Velikost odporů doporučuji v rozmezí 50Ω÷250Ω. Použití menší hodnoty může vést k náchylnosti na kmitání mezi spojenými tranzistory a použití větší hodnoty může neúměrně zvyšovat zpoždění a tím neúměrně zvyšovat zisk na mezním kmitočtu zesilovače a tím zvyšovat jeho nestabilitu.

Shoda IRFP240PbF a IRFP9240PbF nad 10%

Pokud jsme neměli velký dostatek tranzistorů stejné vodivosti, ze kterých bychom prováděli výběr a vybrané polovodiče se vzájemně nevejdou ani do tolerance cca ±5%, tedy vzájemná odchylka je větší jak 10%, musíme použít emitorové o úměrně větší velikosti, pro gateové odpory se nic nemění. Osobně však takové spojování již nedoporučuji.

Diskuse