Úvod

Topologie Federmann se pomalu začíná rýsovat. Jak jsem již napsal v Topologie Federmann, část II, je snahou omezit celé zapojení pouze na stupně.

Dva stupně se prostřednictvím silné záporné zpětné vazby nedokážou nikdy rozkmitat, neboť natočení signálu nemůže současně dosáhnout dostatečné úrovně a fáze 180°.

Diferenciální stupeň

Značnou část pozornosti, ale i textu jsem věnoval právě vstupnímu diferenciálnímu stupni. Mnoho topologii tento vstupní diferenciální stupeň téměř neřeší, a když tak se snaží použít nízkošumové tranzistory.

Vstupní tranzistory

Já jsem se omezil pouze na minimální Udif a maximální zesílení, zdánlivě jsem neřešil ani linearitu, ani šum. Opak je však pravdou, řešení linearity pomocí emitorových odporů se ocitá v začarovaném kruhu, lepší linearita, menší zisk atd…

Použití nízkošumových tranzistorů nepřinese také žádné výrazné zlepšení. Nízkošumové tranzistory mají většinou optimální pracovní oblast při nízkých kolektorových proudech, čímž tratí na zisku i na šířce pásma a dostáváme se do dalšího začarovaného kruhu.

Druhý stupeň

Dalším krokem je druhý stupeň, který musí mít rovněž maximální zisk a šířku pásma, krom toho musí mít schopnost ubudit, to co je na něj připojeno.

V případě předzesilovače, sluchátkového zesilovače či dokonce koncového stupně, nalezneme mnoho společného. Musí nás zajímat potřebný zisk a dostatečná rezerva zisku a současně zpracovávaná napěťová úroveň a zatěžovací proudy.

Abychom dosáhli dostatečný zisk, použil jsem diferenciální zapojení, symetrie je dána použitím konstantních zdrojů proudů a k preciznímu nastavení pracovního bodu jsem použil P-I regulátor, maximální zatěžovací proudy nesmí dosáhnout kolektorových proudů druhého stupně.

Simulace

Vždy vycházím ze simulací, je to osvědčená metoda, která ušetří mnoho času. Abychom mohli úspěšně obvod simulovat, neobejdeme se bez dostatečných praktických zkušeností, ten kdo je nemá, se pak může jen domnívat, že modely součástek jsou od skutečných hodnot rozdílné.

Modely

Rozdíly jsou velmi nepatrné a hlavně nepodstatné. Musíme si však uvědomit, že zakoupenou součástku, nemáme jednu jako druhou, proto udává výrobce katalogové hodnoty, které vždy udávají rozpětí hodnot.

Metoda I

Pokud dokážeme v reálu udržet pracovní bod, tak aby vliv rozptylu součástek simulovaného obvodu byl nepodstatný, pak můžeme vesele simulovat a výsledný obvod bude téměř identický.

Metoda II 

Pokud nedokážeme udržet pracovní bod, tak aby vliv rozptylu součástek simulovaného obvodu byl nepodstatný, pak nastupuje druhá varianta. Nyní musíme simulovat a brát do úvahy rozptyl součástek. V reálu musíme některé hodnoty vybrat při sestavování obvodu, musíme znát jednotlivé závislosti a cíleně dosáhnout výsledku.

Metoda pokus - omyl ?

Ten kdo závislosti nepochopil a nedokázal jít cíleně za výsledkem, může na modely prvků jen nadávat, ale není mu to nic platné, reálný obvod mu pak nechodí.

Je zde ještě jedna možnost, že si součástky koupí a na základě jejich vlastností si napíše vlastní modely, ale pokud nepochopíte souvislosti, nedokážete napsat ani vlastní model a naopak.

Závěr k simulacím

Simulace obvodů za pomocí PC jsou vynikající věc, ale simulátor musí být váš pomocník, nikoliv váš pán, proto vždy zvažte, co jste schopni odsimulovat a co již ne.

Převodní charakteristika

Dnes již můžu považovat převodní charakteristiku zesilovače za bernou minci, která vypovídá o jeho vlastnostech. Pro účely měření je nutno zvolit mezní kmitočty, kterými je horní konec přenášeného akustického pásma, ne 20kHz, ale frekvenci 100kHz a vyšší. Pro jednoduchost uvádím všechna měření či simulace při frekvenci 100kHz.

Zpoždění či výstupní fáze

Nejdříve si vypočteme fázový posun α

1. α=arctg 3,306/86,944
2. α=2,18°

Nyní si můžeme vypočítat zpoždění zesilovače Δt

1. Δt=T*α/360°
2. Δt=60,555ns

Udif a jeho symetrie

Udif vypadá velmi pěkně, průběh převodní charakteristiky, by se dalo říci, že je naprosto excelentní. Všechna chvála však končí, když se podívám do minulosti, co jsem vlastně kolem Udif již napsal. Hodnota Udif v tomto případě dosahuje v obou polaritách 83,1mV, pokud se vrátím ke svému výpočtu

Udif≈U1*sin α

pak dostaneme hodnotu 83,6mV.  Pokud tuto hodnotu podělíme dvěma, dostaneme skutečné Udif, jak jsem jej vyjádřil v grafech.

Tedy pro Vdif cca 41,5mV by zesílení klesalo o více jak 20%. Vzniká tím zkreslení třetí harmonickou o amplitudě vetší jak 20%, což odpovídá výkonu více jak 4%!

Nyní je vidět, že si můžeme vybrat přípustnou velikost zkreslení a velikost výstupního napětí. Pro větší výkony je vhodnější použít menší impedanci a tím i menší napětí, pro vyšší impedance a tím větší rozkmit napětí jsou kladeny výrazně vyšší nároky na zpoždění zesilovače.

Celkový průběh napětí a jeho symetrie

Stejně, jak celkový průběh převodní charakteristiky a její hladkost je i maximální napětí velmi vynikající, v obou polaritách se liší o pouhých 12mV. V kladné půlvlně je maximum 86,944V a v půlvlně záporné je to -86,956V.

Závěr

Jak je vidět nároky na skutečně kvalitní zesilovač jsou značně vysoké. Běžné metody posuzování, jako měření THD při 1kHz, jsou sice značně rozšířené, ale o zvuku toho moc nenapoví.

Můžeme přihlédnout k faktu, že kmitočty 100kHz nebudou v akustickém signálu převažující a jejich amplituda nebude trvale dosahovat k 90V. Pro napětí 50V by byl výsledek přijatelnější, Udif by bylo cca ±24mV.

Abych opět trochu srovnal Topologii Federmann s topologiemi ostatními, podívejme se jak je velká šířka pásma uvedeného zesilovače, ano je celých 3,522MHz. Pro menší zisk by se nám šířka pásma ještě zvětšila. Nyní si stačí uvědomit, že potřebná šířka pásma přesahuje většinou 2MHz a není výjimkou ani 10MHz.

A co na to běžné topologie s frekvenčním rozsahem kousek za 20kHz? Na takovou otázku si musí každý odpovědět sám.

Diskuse 

Podívejte se na články se stejnou tématikou.